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-.z. 总结 本文将介绍一种全桥逆变器，其基本电路结构是由四个N沟道MOS管和专用MOS管驱动芯片IR2110组成的全桥电路。 由于H桥电路是高压大电流电路，本文采用光耦隔离控制电路。 H桥上管由单片机产生的PWM开关信号控制，H桥下管由产生的SPWM调制信号控制，再通过LC实现直流到交流的转换过滤。 为了有稳定的正弦波输出，本文还采用了电压响应。 关键词：LNK304，SPWM，死区，浮地，DC-DC转换芯片。 一、简介 逆变器（inverter）是将直流电能（蓄电池、蓄电池）转换成交流电（一般为220v50HZ正弦波或方波）。 应急电源一般是将直流蓄电池转换成220V交流电。 通俗地说，逆变器就是将直流电（DC）转换成交流电（AC）的装置。 它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。 广泛应用于空调、家庭影院、电动砂轮、电动工具、缝纫机、DVD、VCD、电脑、电视机、洗衣机、抽油烟机、冰箱、录像机、按摩器、风扇、灯饰等。但是，本文主要从领导形象设计、循环作业设计、ao工艺污水处理厂设计、配套工程设计、施工组织设计、清洁机器人设计、 24V交流输出逆变器的结构设计。 2. 工程背景及意义我们平时生活中使用的电器设备都是采用24V交流电源供电，而电网只能提供220V交流电。 这时，我们就需要用逆变器将各种直流电源转换成24V交流电源，供电器使用。 对于这个处于移动状态的移动社会，人们不仅需要电池或蓄电池提供的低压直流电源，还需要24V交流电源，这在我们的日常环境中是必不可少的。 Inverter 设备可以满足我们的需求。

3、任务要求 [1] 在交流电源U1=36VAC和直流电源U1=36VDC两种情况下，输出电压U2=24VAC，频率保证为50±1Hz，额定输出电流为1A; [2]交流电源 当电源满足以下要求时： 1）电压调整率：在满载条件下，U1从29VAC增加到43VAC，U2变化不超过5%； 2）负载调整率：U1=36VAC，U2=24VAC，从空载到满载，U2变化不超过5%； 带输出短路保护。 在满载条件下，输出为正弦波，失真不超过5%。 逆变器设计总体框架图： 图1：总体框架图 4. 逆变器硬件电路设计 [1] H桥半桥逆变电源变换主电路与全桥电路的区别在于另外两个电容而是用两个相同的开关管，即两个开关管和电容组成逆变开关电路。 从电路图中很容易看出一个明显的区别，就是开关管的数量不同。 半桥电路中开关管的数量少，成本也相应低。 全桥电路有4个开关管，需要两组反相的驱动脉冲分别控制两对开关管，必然导致驱动电路复杂。 由于半桥电路只有两个管子，不存在同时通断问题，抗不平衡能力强，对占空比要求不是很高，所以驱动电路比全桥简单很多-桥。 半桥和全桥电路的适用场合也不同。 半桥电路变压器的原边电压为±1/2Vdc，而全桥电路变压器的原边电压为±Vdc。

P=V原边*I输入，为了输出同样的功率，半桥电路的输入电流必须是全桥电路的两倍； 换句话说，如果它们的开关电流相同，则电源的输入电压也相等，半桥的输出功率将是全桥的一半。 因此，半桥电路不适用于大功率逆变电路。 而且，由于输入电压和电流的不同，变压器的设计也存在一定差异。 半桥电路变压器的初级侧直径较粗，全桥电路的初级线圈匝数相对较大。 但考虑到半桥电路是基于两个相同的电容实现Vdc的分压，实际中很难达到完全相等的分压效果，因此本文仍采用全桥电路。 全桥电路可由MOS管、三极管、IGBT组成。 不过一般都是用主MOS管。 与三极管相比，MOS管只需要电压，而三极管必须需要一定的前级电流，这样会增加前级驱动电路的功耗，结构也更加复杂。 MOS管比IGBT稍差，主要是IGBT可以输出大电流，但是IGBT的价格比较贵。 考虑到这篇文章，使用的是MOS管。 我们知道，由MOS管组成的全桥电路有两种：四个N沟道MOSFET、两个P沟道和两个N沟道MOSFET，如下图2和图3所示。 图2：4N沟道H桥电路 图3：上管P沟道H桥电路方案一 气瓶现场处置方案.pdf 气瓶现场处置方案.doc 见习基地management plan.doc Resolution of group visit incidents 它的优点是价格比较便宜，N沟道输出电流比P沟道大很多。

但从驱动电路来看，它比P沟道MOS管复杂很多，需要浮地驱动。 而上管是一个P沟道MOS管，只需要经过一个三极管。 具体电路如图4所示。但由于设计需要1A的输出电流，本文采用第一种方案。 图4：三极管驱动电路 (2) 驱动电路采用4个N沟道组成的H桥主控电路，驱动电路采用分立元件较为复杂，故本文采用IR2110。 IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的驱动，还具有快速完备的短路保护电路。 IR2110的内部结构图如下图5所示。 图5：IR2110内部结构图 图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥壁上的两个功率MOS管的驱动脉冲信号输入端。 SD为保护信号输入端。 当该引脚为高电平时，IR2110的输出信号全部被阻断，对应的输出端始终为低电平； 当此引脚为低电平时，IR2110 的输出信号为 HIN 和 LIN 变化。 在实际电路中，该端接用户保护电路的输出端。 HO和LO是两个驱动信号的输出端，驱动同一桥壁上的MOSFET。 短路保护电路如图6所示。 图6：短路保护电路 我们知道，由4个N沟道组成的H桥电路需要浮地驱动。 下面介绍一下IR2110的高压侧悬浮驱动原理。

IR2110驱动半桥电路如图7所示，图中C1和VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。 假设在 S1 关闭期间，C1 已被充电到足够的电压 [VC1≈VCC]。 当HIN为高电平时，VM1导通，VM2关断，VC1加在S1的栅极和发射极之间全桥逆变控制板，C1通过VM1、Rg1和S1栅极电容Cgc1放电，Cgc1充电。 此时VC1可以等效为一个电压源。 当HIN为低电平时，VM2导通，VM1关断，S1栅极电荷通过Rg1和VM2快速释放，S1关断。 经过短暂的死区时间[td]后，LIN处于高电平，S2导通，VCC通过VD1对C1充电，S2快速对C1充电，为C1补充能量。 等等等等。 图 7：IR2110 浮地驱动的自举电容设计。 我们知道，MOS管在导通时，需要在很短的时间内给栅极提供足够的栅极电荷。 假设器件开启后，自举电容两端的电压高于器件完全开启所需的电压[10V，高压侧锁定电压为8.7/8.3V]； 那么假设自举电容充电路径上有1.5V的充电压降（包括VD1的正向压降）； 最后假设有1/2栅极电压（栅极阈值电压VTH通常为3~5V）由于漏电流导致压降。基于以上条件，相应的自举电压

容量可以用下式表示：C1=2Qg/(VCC-10-1.5)。例如IRF840MOSFET，完全导通所需的栅极电荷Qg=2.5*10^4nC（从特性曲线可以查到), VCC=15V, 则C1=2×2.5×10^4*10^-9/(15－10－1.5)=1.4×10－6F 可以用C1=2.2μF或稍大一点的钽电容，并且耐压大于35V。我们知道驱动电路一般是介于弱电和强电之间，所以为了提高系统的稳定性和安全性，本文采用了TLP250（光耦隔离芯片）。图8 : 光耦隔离 (3) 本文需要辅助电源，因为需要12V、5V、-5V辅助电源，所以本文采用LinkSwitch—TN系列四端非隔离、节能型单片开关电源IC . 专为替代家用电器和工业领域使用的小功率线性电源而设计，不仅去掉了笨重的电源变压器，还克服了阻容降压线性电源负载特性差的缺陷。 本文采用LinkSwitch—TN系列中的LNK304专用开关电源IC，其输入电压范围为AC 85~265V*范围，具有良好的稳压和负载调节能力。 而且从它的PDF文档中不难看出它可以使用DC输入。 图8：LNK应用电路[4]反应电路-AD736由于承担交流供电任务，电源满足以下要求： 1）电压调整率：满载条件下，U1从29VAC增加到43VAC，U2变动不超过5%； 2）负载调整率：U1=36VAC，U2=24VAC，从空载到满载，U2的变化不超过5%。 因此，本文采用真有效值转换芯片AD736，它是经过激光校正后的单芯片精细真有效值AC/DC转换器。

其主要特点是精度高、灵敏度好（满量程为200mVRMS）、测量速率快、频率特性好（工作频率范围可达0-460kHz）、输入阻抗高、输出阻抗低、供电范围宽、功耗低最大电源电流为200μA。 用它测量正弦波电压的综合误差不大于±3%。 AD736有多种应用电路形式，图9是典型的双电源应用电路。 为了滤除电路中的高频干扰，在该电路的+Vs和-Vs之间应并联一个0.1uf的电容，Cc起隔直流作用。 如果1脚和8脚按图中虚线方向短接，Cc失效，则选择AC+DC模式； 如果去掉短路线，就是交流模式。 R为限流电阻，D1、D2为二相限流二极管，起过压保护作用。 图9：AD736外围电路逆变器软件部分设计全桥逆变器控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式。 双极控制是一对对角线开关，它们是同步开关。 桥臂上下管除死区时间外为互补开关。 控制比较简单，但开关损耗大，开关谐波大。 干扰很多，单极控制可以很好的解决这些问题。 全桥逆变器的单极控制只用一对高频开关管。 与双极性控制相比，具有损耗低、电磁干扰小、无开关频率谐波等优点。 它正在取代双极性逆变器的控制方法。 但是，由于控制环路的延迟效应，单极性控制方式的逆变器仍然存在一个问题，即在过零点有明显的振荡。

本文使用单极 SPWM。 我们知道可以用模拟电路组成三角波载波和正弦调制波产生电路，用模拟器件确定它们的交点，控制交点处功率开关器件的通断进程，产生SPWM波形。 但这种模拟电路结构复杂，难以实现精确控制。 微机控制技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得更加容易。 因此，目前对SPWM波形的产生和控制多采用微机实现。 本文主要介绍软件产生SPWM波形的几种基本方法[1] 根据SPWM控制的基本原理，自然采样法在正弦波和三角波的自然交点处控制功率开关器件的通断海浪。 这种产生 SPWM 波形的方法称为自然采样法。 正弦波的值在不同的相位角下是不同的，因此与三角波相交得到的脉冲宽度也不同。 此外，当正弦波的频率或幅度发生变化时，每个脉冲的宽度也随之变化。 要准确地生成 SPWM 波形，应准确计算正弦波和三角波的交点。 图 10：生成 SPWM 波形的自然采样方法。 交点A为脉冲发出时刻tA，交点B为脉冲结束时刻tB，t2为脉冲宽度，t1+t3为脉冲宽度间歇时间，Tc=t1+t2+t3。 为载波周期，M=Urm/Utm为调制度，Urm为调制波幅度，Utm为载波幅度。

设Utm=1，则Urm=M，则正弦调制波为ur=Msinω1t，ω1为调制频率，也就是逆变器的输出频率。 脉宽计算公式t2=Tc/2[1+M/2(sinω1tA+sinω1tB)]可由几何相似三角形关系得到。 这是一个超越方程。 tA和tB与载波比N和调制度M有关。较难，且tl≠t3，计算难度较大，这种采样方式不适用于计算机的实时控制。 规则采样法1自然采样法的主要问题是SPWM波形每个脉冲的起止时刻tA和tB与三角波中心线不对称，求解困难。 如果尽量使SPWM波形的每个脉冲与三角载波的中心线对称，那么可以简化，两边的间隙时间相等，即t1=t3，这样计算工作量为大大减少。 常规采样方法有两种，图10显示了常规采样I方法。 其特点是：固定在三角载波各周期的正峰值处，即图中D点，找到正弦调制波上的对应点，得到电压值Urd。 用这个电压值采样三角波的进展，得到A和B两点，认为是SPWM波形中脉冲的产生时间，A和B之间的时间就是脉宽时间t2 . 规则采样I法的计算明显比自然采样法简单全桥逆变控制板，但从图中可以看出，得到的脉冲宽度会明显变小，从而导致相当大的控制误差。 这是因为采样电压水平线与三角载波的交点都在正弦调制波的同一侧。

图11：正则采样法1 （3）正则采样2 在图11中，正弦调制波上的采样电压值仍然是在三角载波的固定时刻找到的，但取的不是三角载波的正峰值三角载波，但其峰值为负，取图中E点，采样电压为Ure。 在三角载波上，A、B两点被Urt水平线截取，从而确定脉宽时间t2。 此时，由于A、B两点位于正弦调制波的两侧，脉宽产生误差减小，得到的SPWM波形更加准确。 规则采样法的实质是用阶梯波代替正弦波来简化算法。 常规方法是确定三角波各周期的采样时间，不用画图就可以计算出相应时间的正弦波值。 以规则采样II法为例，采样时刻的正弦波值为Msinω1te、Msin(ω1te+Tc)、Msin(ω1te+2Tc)...，脉宽计算公式t2=Tc/ 2(1+Msinω1te)，间歇t1=t3=1/2(Tc-t2)。 图12：规则采样法2 本文采用规则采样法生成SPWM波，以下为程序设计流程图。 图13：SPWM生成流程图 电路仿真及结果分析 SPWM生成 图14：仿真diagram of SPWM 两个互补的PWM波形 两个互补的SPWM波形 [2] 输出波形 空载输出波形 负载输出波形 A 反向 逆变器电路原理图 B 逆变器PCB图