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电焊机是工业生产加工领域不可缺少的设备。 其中，逆变焊机以其体积小、重量轻、控制性能好、动态响应快、焊接过程易于实时控制等特点而成为电焊机。 产品的主流发展方向。

目的 市场上大部分逆变焊机产品工作在硬开关状态，开关损耗严重，开关频率局限于几kHz至几十kHz，不能充分发挥逆变焊机小型化、便携化的特点逆变焊机。 此外，焊接设备用电量占我国年发电总量的5‰，被列为十大高耗能产品之一。 因此，将软开关技术引入逆变焊机领域，对于降低开关损耗、提高开关频率、减小体积和重量、节约能源具有至关重要的作用。 全桥变换器由于自身结构特点，可以轻松工作在多种软开关模式下，具有功率器件额定电压小、变压器利用率高、滤波电感小等优点，并且可以工作在电压和电流。 在这种模式下。 其中，电流模式特别适用于高频逆变焊机的控制。

为此，本文设计了一种基于峰值电流控制方式的全桥移相谐振逆变弧焊电源。 采用专用移相芯片UC3879作为主控单元，实现全桥变换器的移相控制和主开关器件的ZVS。 配合某焊机外特性控制电路和峰值电流检测技术，成功试制了6kW/l00kHz高频逆变弧焊电源样机，并给出了相关电路图和实验波形。

1 结构组成与功能

基于峰值电流模式的全桥移相谐振逆变弧焊电源系统结构框图如图1所示。

220V交流市电经整流滤波后作为全桥逆变器的直流输入，其输出为脉宽可调的高频交流电压方波。 焊接需要直流电源。

基于峰值电流控制的移相控制电路是整个系统设计的核心部分。 所谓峰值电流控制，即逐脉冲限流，就是实时检测流过变压器原边的电流波形，通过时间确定输出PWM脉冲的宽度。它的峰值达到给定的时间。 这使得主开关管导通电流的瞬态值相对独立。 可快速获得焊机T所需的理想电流特性曲线，提高其动态响应速度和可靠性。 并有助于克服全桥转换器固有的偏置问题。 外特性控制电路根据原边峰值电流与副边输出电压反馈量与给定量的偏差来判断系统的工作状态，通过相位调整输出脉宽换档控制电路实现输出电流的闭环控制，使逆变焊机具有理想的工作特性曲线。

图 2 显示了高频逆变焊机常用的具有外拖的成熟恒流的外特性曲线。 其中Uk为空载电压，即焊机不工作时的输出电压。 较高的空载电压有助于在拉弧阶段快速建立稳定的工作状态。 一般空载电压为90V左右； AB段为起弧阶段，即焊机建立工作状态的过渡过程，类似于恒压输出。 在此过程中，转换器以最大脉宽输出，以最快的速度达到设定的工作电流时，该阶段结束； BC段为稳定工作阶段，近似为恒流过程，使焊机工作电流稳定恒定。 CD 部分是外部拖动阶段。 由于焊机在频繁起弧和工作过程中，焊枪容易短路并粘在工件上，导致焊接过程不顺畅。 如果此时系统检测到较低的短路电压，则可以增加相应的较大输出电流值，使粘合部分熔断，从而获得连续稳定的焊接过程。

此外，该系统还包括输入过压保护、欠压保护、过流保护、短路保护、给定电流与实际工作电流切换显示等一系列功能。

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2 主电路设计

本系统采用的全桥变换器拓扑结构如图3所示，主电路选用MOSFET作为主要功率开关器件，因为本系统的设计频率为100kHz，与一般的IGBT相比工作在几十kHz，MOSFET的工作频率要高得多。 此外，由于MOSFET本身带有反并联二极管和较大的输出电容，如图3中的D1~D4、C1~C4所示，为软开关的实现提供了便利的条件。 变压器副边输出整流有两种结构：全波整流（变压器副边三个抽头+两个二极管）和全桥整流（变压器副边两个抽头+四个二极管）可供选择。 前者适用于输出低压大电流的情况，后者适用于输出高压小电流的情况。 因为逆变焊机可视为低压大电流电源。 因此，采用全波整流。

本方案采用移相控制方式，更适用于以MOSFET为主开关管的拓扑结构。 其工作过程大致可分为动力传递阶段、超前臂谐振阶段、循环电流阶段、滞后臂谐振阶段和电流反向阶段。 需要强调的是，在滞后臂的谐振阶段，由于D5、D6同时换向将副边短路，输出滤波电感Lf不能辅助变压器原边漏感Llk参与谐振过程，所以滞后臂的软开关条件不容易满足。

与传统的全桥变换器相比，本方案在电路结构上做了如下改进。

(1) 在Llk的基础上，在原边串联一个辅助谐振电感Ls。 这有助于克服滞后臂谐振过程中只有Llk与Llk单独谐振，导致谐振能量不足和软开关范围受限的缺点。 但另一方面，在原边电流反向过程中，希望原边电感值越小越好，以增大电流变化斜率，减小占空比损耗。 因此，应权衡各种因素，合理选择辅助谐振电感的大小。 最好使用饱和电感，可以方便地进行动态调整。

(2)原边串联无极性隔直流电容C5。 全桥变换器工作时，变压器是双向激励的，存在固有的偏磁问题。 原因是正负脉冲不对称，变压器电压中存在直流分量，使偏磁迅速累积至磁芯饱和全桥逆变器电路，导致电流无限上升，逆变器失效. 加一个无极性隔直流电容可以有效防止直流偏压。 此外，系统采用峰值电流控制，对每个电流脉冲的峰值进行逐一限制，迫使正负脉冲波形对称。 两者结合可以从根本上解决偏磁问题。

(3)输出整流部分引入反并联续流二极管D7。 在环流阶段，滤波电感Lf提供的大部分负载电流可以继续流经D7构成的电路，可以有效降低变压器副边反射到原边的续流电流，从而降低占空比损耗和循环电流级传导损耗。

(4)加入吸收电路。 由于输出整流二极管反向恢复时产生的高压过冲和高频振荡，容易损坏二极管并产生严重的热量。 加入Rs、Cs组成的吸收电路后，整流后的电压波形得到明显改善。 此外，必要时主开关装置的两端也可与RCD网络并联。

3 控制电路设计

为了实现上述恒流外拖逆变焊机的特性曲线，本方案选用UNTRODE公司专用集成移相芯片UC3879，配合外围电路通过多环分段控制法。

UC3879 是一款能够进行相位调制的 PWM ASIC。 两对互补输出脉冲的死区时间可以独立调节，为两个桥臂的不同谐振过程创造条件。 相位调制的原理是：给定的指令信号从芯片的3脚（EA）输入，经过内部误差放大器输出误差信号Ve，与从输入的锯齿波进行比较芯片19脚（RAMP），输出脉冲宽度可调。 调整PWM波形，改变两个桥臂的相位关系。

在本方案采用的峰值电流控制方式中，19脚（RAMP）的锯齿波信号是对变压器原边的电流信号通过采样和整流得到的。 但由于初级电流信号波形的上升斜率较慢，与给定值相比，容易因干扰或毛刺抖动而引起误动作。 因此，在实际应用中，初级电流的采样整流值先在芯片时序电容CT上叠加锯齿波，经过斜坡补偿后送至19脚（RAMP）进行比较控制。 峰值电流控制过程如图4所示。

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外部特性的分段控制方法和芯片外围逻辑电路的连接方法如图5所示。 图5(a)中变压器初级电流通过自制1:100电流互感器采样整流得到is，通过采样电阻得到合适的电压信号叠加在变压器上的锯齿波定时电容CT，输入到19脚（RAMP）端。 4脚（CS）用作过流保护，当该脚电压高于2.5V时，输出脉冲将被阻断。 点 A 连接到图 5（b）生成的指定信号。 图5(b)是焊机外特性的实现电路。 包括以下三个部分。

(1)恒流特性的实现 理论上，原边电流的峰值与副边输出焊接电流可以相互反映。 确定相移角的大小全桥逆变器电路，即可实现恒流控制。 图5（b）中，Iref为电流峰值的给定值。

(2)当外拖特性正常工作时，输出电压反馈值Vfb大于外拖给定值Vz，比较器U3输出为零，对加法器U4无影响，焊接电流由恒流给定值Iref决定； 当焊枪与工件短路时，Vfb小于VZ，比较器U3输出高电平，相当于增加Iref，UC3879内部误差放大器的输出Ve也增加，焊接电流相应增加，从而实现外拖。

(3) 空载电压限制 如果仅仪表对电流进行负反馈控制，则UC3879在空载时将始终以最大脉宽输出，造成不必要的浪费，降低安全性。 单独设计一个由比较器U1组成的稳压器，对焊机空载电压进行负反馈控制。 当Vfb大于空载电压给定值Vk时，U1输出高电平阻断C点输出，UC3879输出脉冲相移角为180°，即有效脉宽为0° ，输出电压降低。 这样UC3879输出控制信号的移相角在0°和180°之间交替变化，既获得了恒定的空载电压，又降低了空载损耗。

4 驱动隔离设计

本方案设计频率为100kHz，主开关管处于高频动作状态。 要求尽可能缩短MOSFET栅源电压的上升时间和下降时间，降低开关损耗。 因此，驱动电路必须有大的驱动电流，同时驱动电路到主电路的引出线要尽可能短，以降低栅极驱动电路的阻抗。 本方案采用的高频驱动电路如图6所示。

其中IN接UC3879的输出脉冲信号，CND1接控制电路信号，GND2接被驱动MOS-FET的源极。 6N137是一款传播延迟时间仅为40ns的高速光耦合器。 来自控制电路的信号经光耦隔离后送至驱动电路，使控制电路与驱动电路具有较好的电气隔离，消除了对控制电路的干扰。 MAX4426是一款专用于MOSFET的高频驱动芯片。 内部有两个驱动电路，可以方便地并联起来提供更大的输出功率。 典型的上升和下降时间仅为 20ns，延迟时间小于 40ns。 它可以工作在 1MHz，并提供 1.5A 的峰值输出电流。

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5 实验波形

为验证实际效果，试制了逆变弧焊电源样机。 设计容量为6kW； 开关频率为100kHz； 输入为220V交流电网电压，输入滤波电容采用4颗470μF/450V电解电容； MOSFET主开关管为IXYS公司的IXFK48N50，参数为48A/500V，输出电容为600pF。 电流容量采用双管并联方式； 高频变压器设计容量为10kW，选用EE85磁芯，变比为3，原边漏感为2.5μH； 隔直电容为2.2μF/500V CBB电容； 输出整流部分选用外延快恢复整流二极管DSEI-2x101-02A（IXYS公司）； 滤波电感10μH，滤波电容220μF。

图 7 显示了电流斜率补偿波形。 通道3为原始电流采样波形； 通道1是用于补偿的锯齿波； 通道 2 为补偿后的波形。 补偿后，斜率明显增加。 图 8 显示了初级电压（通道 3）、初级电流（通道 2）和输出整流电压（通道 1）的波形。 图 8 清楚地显示了占空比损耗。

图9是滞后臂管压降波形及其驱动脉冲。

其中，通道1和通道2分别为初级电流和电压波形； 通道3是滞后臂管的电压降，通道4是它的驱动波形。 如图。 图10是图9的部分拉伸波形。 9. 可以清楚地看到，当滞后臂管的压降已经谐振到零时，驱动脉冲由低变高，使其零电压导通，实现软开关。

6结语

本文设计了一种基于峰值电流控制方式的全桥移相谐振逆变弧焊电源。 并试制成功100kHz/6kW高频逆变弧焊电源样机。 实验结果表明，采用UC3879作为主控芯片和本文设计的外特性控制电路可以更好地实现逆变焊机的工作特性，两个桥臂可以实现大范围的软开关，并且系统运行稳定，机器效率高。 引入峰值电流控制，系统控制性能好，动态响应更快。

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